近来，LLC拓扑以其高效，远程供电设备高功率密度受到广大电源设计工程师的青睐，但是这种软开关拓扑对MOSFET的要求却超过了以往任何一种硬开关拓扑。特别是在电源启机，动态负载，过载，短路等情况下。CoolMOS以其快恢复体二极管，低Qg和Coss能够完全满足这些需求并大大提升电源系统的可靠性。长期以来，提升电源系统功率密度，效率以及系统的可靠性一直是研发人员面临的重大课题。提升电源的开关频率是其中的方法之一，但是频率的提升会影响到功率器件的开关损耗，使得提升频率对硬开关拓扑来说效果并不十分明显，硬开关拓扑已经达到了它的设计瓶颈。而此时，软开关拓扑，如LLC拓扑以其独具的特点受到广大设计工程师的追捧。但是…这种拓扑却对功率器件提出了新的要求。

1.LLC转换器可以在宽负载范围内实现零电压开关。2.能够在输入电压和负载大范围变化的情况下调节输出，同时开关频率变化相对很小。3.采用频率控制，4.减小次级同步整流MOSFET的电压应力，可以采用更低的电压MOSFET从而减少成本。5.无需输出电感，可以进一步降低系统成本。6.采用更低电压的同步整流MOSFET，可以进一步提升效率。图1和图2分别给出了LLC谐振变换器的典型线路和工作波形。如图1所示LLC转换器包括两个功率MOSFET（Q1和Q2），其占空比都为0．5；谐振电容Cr，副边匝数相等的中心变压器Tr，等效电感Lr，励磁电感Lm，全波整流二极管D1和D2以及输出电容Co。而LLC有两个谐振频率。

Cr，Lr决定谐振频率fr1；而Lm，Lr，Cr决定谐振频率fr2。系统的负载变化时会造成系统工作频率的变化，当负载增加时，MOSFET开关频率减小，当负载减小时，开关频率增大。Q1关断，Q2开通，电感Lr和Cr进行谐振，次级D1关断，D2开通，二极管D1约为两倍输出电压，此时能量从Cr，Lr转换至次级。直到Q2关断。Q1和Q2同时关断，此时处于死区时间，此时电感Lr，Lm电流给Q2的输出电容充电，次级D1和D2关断Vd1＝Vd2＝0，当Q1开通时该相位结束。Q1导通，Q2关断。D1导通，D2关断，Cr和Lr谐振在fr1，此时Ls的电流通过Q1返回到Vin，直到Lr的电流为零次相位结束。Q1导通。

Q2关断，D1导通，D2关断，Cr和Lr谐振在fr1，Lr的电流反向通过Q1流回功率地。能量从输入转换到次级，Q1，Q2同时关断，D1，D2关断，原边电流I（Lr＋Lm）给Q1的Coss充电，给Coss2放电，直到Q2的Coss电压为零。此时Q2二极管开始导通。Q2开通时相位结束。Q1关断，Q2导通，D1关断，D2开通，Cr和Ls谐振在频率fr1，Lr电流经Q2回到地。当Lr电流为零时相位结束。以上描述都是LLC工作在谐振模式，接下来我们分析LLC转换器在启机，短路，动态负载下的工作情况。通过LLC仿真我们得到如图3所示的波形，在启机第一个开关周期，上下管会同时出现一个短暂的峰值电流Ids1和Ids2．由于MOSFETQ1开通时会给下管Q2的输出电容Coss充电。

当Vds为高电平时充电结束。而峰值电流Ids1和Ids2也正是由于Vin通过MOSFETQ1给Q2结电容Coss的充电而产生。我们将焦点放在第二个开关周期时如图4，我们发现此时也会出现跟第一个开关周期远程供电设备类似的尖峰电流，而且峰值会更高，同时MOSFETQ2Vds也出现一个很高的dv／dt峰值电压。那么这个峰值电流的是否仍然是Coss引起的呢？我们来做进一步的研究。对MOSFET结构有一定了解的工程师都知道，MOSFET不同于IGBT，在MOSFET内部其实寄生有一个体二极管，跟普通二极管一样在截止过程中都需要中和载流子才能反向恢复，而只有二极管两端加上反向电压才能够使这个反向恢复快速完成，而反向恢复所需的能量跟二极管的电荷量Qrr相关。

而体二极管的反向恢复同样需要在体二极管两端加上一个反向电压。在启机时加在二极管两端的电压Vd＝Id2xRon．而Id2在启机时几乎为零，而二极管在Vd较低时需要很长的时间来进行反向恢复。如果死区时间设置不够，通过实际的测试，我们可以重复到类似的波形，第二个开关周期产生远比第一个开关周期高的峰值电流，同时当MOSFET在启机的时dv／dt高118．4V／ns．而Vds电压更是超出了600V的大值。MOSFET在启机时存在风险。下面我们继续分析在负载剧烈变化时，对LLC拓扑来说存在那些潜在的风险。在负载剧烈变化时，如短路，动态负载等状态时，LLC电路的关键器件MOSFET同样也面临着挑战。通常负载变化时LLC都会经历以下3个状态。

我们称之为硬关断，而右图中我们可以比较在这3个时序当中，传统MOSFET和CoolMOS内部载流子变化的不同，以及对MOSFET带来的风险。时序1，Q2零电压开通，反向电流经过MOSFET和体二极管，此时次级二极管D2开通，D1关段。－传统MOSFET此时电子电流经沟道区，－CoolMOS此时同传统MOSFET一样电子电流经沟道，穴减少，不同的是此时CoolMOS的P井结构开始建立。时序2，Q1和Q2同时关断，反向电流经过MOSFETQ2体二极管。Q1和Q2关断时对于传统MOSFET和CoolMOS来说内部电子和空穴路径和流向并没有太大的区别。时序3，Q1此时开始导通，由于负载的变化，此时MOSFETQ2的体二极管需要很长的时间来反向恢复。

当二极管反向恢复没有完成时MOSFETQ2出现硬关断，此时Q1开通，加在Q2体二极管上的电压会在二极管形成一个大电流从而触发MOSFET内部的BJT造成雪崩。－传统MOSFET此时载流子抽出，此时远程供电设备电子聚集在PN节周围，空穴电流拥堵在PN节边缘。－CoolMOS的电子电流和空穴电流各行其道，此时空穴电流在已建立好的P井结构中流动，并无电子拥堵现象。综上，当LLC电路出现过载，短路，动态负载等条件下，一旦二极管在死区时间不能及时反向恢复，产生的巨大的复合电流会触发MOSFET内部的BJT使MOSFET失效。有的CoolMOS采用SuperJuction结构，这种结构在MOSFET硬关断的状态下，载流子会沿垂直构建的P井中复合。

基本上没有侧向电流，大大减少触发BJT的机会。通过以上的分析，可以看到增加MOSFET的死区时间，可以提供足够的二极管反向恢复时间同时降低高dv/dt，di/dt对LLC电路造成的风险。但是增加死区时间是的选择么？下面我们进一步分析如何够降低风险提升系统效率。根据以上3个等式，第三，从以上几种状况，我们不难分析出。增加Ipk会增加电感尺寸以及成本，增加死区时间会降低正常工作时的电压，而好的选择无疑是减小Coss，因为减小无须对电路做任何调整，只需要换上一个Coss相对较小MOSFET即可。LLC拓扑广泛的应用于各种开关电源当中，而这种拓扑在提升效率的同时也对MOSFET提出了新的要求。不同于硬开关拓扑。